avt2999.pdf

Projekty AVT

2999

Minikombajn Pomiarowy

Każdy elektronik potrzebu-

je czasem dokonać pomiarów,

w których nie wystarcza już

zwykły multimetr. Podczas uru-

chamiania urządzeń, najczęściej

analogowych, niezbędny bywa oscyloskop

i generator funkcyjny. Nie każdy elektro-

nik może pozwolić sobie na zakup tych

urządzeń. Jednak przy uruchamianiu pro-

stych układów rzadko potrzebne są dokład-

ne pomiary i kilkudziesięciomegahercowy

zakres częstotliwości. Często oscyloskop i

generator może zastąpić karta dźwiękowa

komputera. Ale czy zakres 20Hz – 20kHz

wystarczy? A co, jeśli potrzebujemy zmie-

rzyć np. przebieg 50kHz na tranzystorze

kluczującym w przetwornicy impulsowej?

Jak sprawdzić, czy nadajnik podczerwieni

generuje nośną 36kHz? Jak upewnić się, że

nasz dopiero co uruchomiony wzmacniacz

nie wzbudza się na ultradźwiękach?

A może przy uruchamianiu regulatora

obrotów silnika DC potrzebny będzie testowy

generator PWM? Do czego innego potrzebny

będzie inny generator, np. przebiegu sinuso-

idalnego. Pewnie dojdziemy do wniosku, iż

trzeba zrobić własne urządzenia pomiarowe.

Budowa cyfrowego oscyloskopu i generatora

DDS o niewygórowanych parametrach w

ostatnich latach nie jest tak wielkim pro-

blemem, jak daw niej. Potrzebujemy tylko

kilku wzmacnia-

czy operacyjnych,

multiplekserów i

drabinki rezysto-

rów. Później filtr

antyaliasingowy,

no i wreszcie

przetwornik ana-

logowo-cyfro-

wy w przypadku

oscyloskopu bądź

cyfrowo-analo-

gowy, jeśli budu-

jemy generator.

Całością będzie

sterował jakiś

popularny mikro-

kontroler.

część 1

koniec jeszcze ładny wyświetlacz i panel z

klawiaturą. No i gotowe!

Z pozoru wszystko jest proste, ale jak się

tak bliżej przyjrzeć, to jednak wychodzi sporo

elementów. Już nie wspominając o fakcie, że

przy uruchamianiu i kalibracji naszego dzieła

i tak będziemy potrzebowali, o zgrozo, oscy-

loskopu i generatora. W przeciwnym razie

urządzenie będzie działało „tak sobie” lub w

najgorszym wypadku wcale nie będzie miało

na to ochoty.

Przydałby się gotowy, skalibrowany moduł

zawierający w sobie wyżej wymienione ele-

menty. Wprawdzie tzw. układy PSoC są temu

bliskie, jednak mnie bardziej zaciekawiły

najnowsze mikrokontrolery AVR – XMEGA.

Może pomyślisz, drogi Czytelniku, że to

jakaś pomyłka lub kpina. Przecież od dawna

są dostępne o wiele wydajniejsze i tańsze

mikrokontrolery ARM. Kto by się zachwycał

„8-bitowcami”.

A jednak! Te małe „stworki” mają coś,

czego jeszcze w trakcie pisania tego tekstu nie

posiadają żadne 32-bitowe mikrokontrolery

ARM ani żadne inne ogólnego zastosowania.

Tym czymś jest wbudowany 12-bitowy prze-

twornik A/C o częstotliwości próbkowania

2MS/s , który ma programowalne wzmocnienie

1 – 64x. A to oznacza ni mniej, ni więcej, że

mamy gotowe multipleksery, a tak w zasadzie –

gotowy cały tor pomiarowy. Potrzebny będzie

tylko zwykły dzielnik rezystorowy na wejściu.

No i warto zostawić filtr antyaliasingowy.

Drugą ważną cechą, dość rzadko spotykaną w

ARM-ach, jest przetwornik C/A. W XMEGA

jest, i to nie byle jaki, bo również 12-bitowy, o

częstotliwości próbkowania 1MS/s.

Widząc to, postanowiłem wykonać pre-

zentowany dalej Minikombajn Pomiarowy .

To nie tylko oscyloskop i generator. Zawiera

on zestaw narzędzi, przydatnych przy urucha-

mianiu większości prostych układów elektro-

nicznych. Połączenie obu tych urządzeń daje

takie możliwości, jak pomiar charakterystyki

badanego układu, filtrów oraz elementów

RLC. Dodatkowo do dyspozycji jest analiza-

tor widma sygnału, multimetr oraz analizator

stanów logicznych. I to wszystko na jed-

nym małym mikrokontrolerze AVR XMEGA!

LCD132x64

Rys. 1

LCD 132x64

RS232

VDD

Vbat

VDD

Vbat

C11

C12

100u

10u

AVCC

100n

1117 ADJ

C21

100n

C22

100n

C10

100n

VDD

VSS

100n

100u

GND

OUT

R27

C13

100n

C14

100n

C15

100n

VSS

GND

100n

100u

3.6V

100u

3.6V

Power

GND

C20

100n

VSS

VDD

P10

U4A

AD8532ARZ

Keys

820k 1%

150k

PB3 7

220R 1%

47u

PA4

1.1k 1%

PB1 5

30k 1%

GND

BNC

C16

330p

C17

1.8n

Vbat

PA5

220R 1%

47u

GND

R11

1.1k 1%

ATXmega32A4

820k 1%

150k

U4B

GND

C18

330p

C19

1.8n

PA6

RESET/PDI_CLK 35

VDD

R10

30k 1%

BNC

PDI_DATA 34

PA7

PDI

R14

R21

GND

VSS

PD7

U5A

AD8532ARZ

S11 SW 3POZ

25 PD6

330R 1%

100u

GND

PB2 6

C23

2.2n

24 PD5

R22

49R9 1%

R23

4k99 1%

VSS

C24

330p

BNC

PD4

R12

PB0 4

22 PD3

C25

4.7n

21 PD2

GND

R25

3.3k 1%

R26

1.1k 1%

20 PD1

R24

49R9 1%

PD0

R13

330R 1%

k18

3.6V

GND

8MHz

C26

22p

VSS

C27

22p

VSS

Logic I/O

VSS

Elektronika dla Wszystkich

Projekty AVT

Zapraszam więc do lektury poniższego arty-

kułu wszystkich, którzy chcą mieć cały sys-

tem pomiarowy w jednej dłoni.

momentu. Jeżeli prąd na wyj-

ściu generatora, czyli także na

masie, przekroczy 20mA, pin

PA4 mikrokontrolera przestanie

sobie z nim radzić i 1117ADJ

będzie miał zbyt niskie napięcie

na wejściu. Potencjał między

masą a VSS będzie malał, aż

w końcu zmieni polaryzację i

wyniesie około –0,6V. Wtedy

do akcji wkroczy dioda D1 spo-

laryzowana w kierunku prze-

wodzenia. Sytuacja zostanie

opanowana. Jeżeli masz proble-

my z wyobrażeniem sobie tej

sytuacji, spójrz na rysunek 3 .

Została tam przedstawiona sytu-

acja, gdy na wyjściu pojawia się

impuls o odwrotnej polaryza-

cji. W tym przypadku napięcie

między masą a VSS będzie się

zwiększać i stabilizator nic na to

nie poradzi. Wynika to z zasady

jego działania. Dioda D2 pełni

podobną funkcję i chroni przed

przepięciami dostającymi się

przez kondensatory filtrujące,

głównie C2 i C5. Wprawdzie

jest to już sytuacja skrajna, ale

lepiej dmuchać na zimne. Na

koniec wspomnę jeszcze o tym,

że układ 1117ADJ do popraw-

nej pracy wymaga obciążenia

wstępnego, dlatego pojawił się

rezystor R27.

Tor sygnałów wejściowych .

Minikombajn Pomiarowy

ma dwa kanały dla badanych

sygnałów. Oba są identyczne,

więc zajmiemy się jednym z

nich. Sygnał ze złącza Z1 trafia

na dzielnik złożony z rezysto-

rów R2, R3 i R5 o impedancji

wejściowej 1MΩ. Na wejście

wtórnika U4 wędruje napięcie

podzielone 33 razy. AD8532

jest wzmacniaczem Rail to Rail, czyli zdol-

nym do pracy w całym zakresie napięć zasi-

lających. A więc zarówno na wejściu, jak i

wyjściu może pojawić się poziom VSS lub

VDD. Skoro potencjał między GND a VSS

wynosi 1,25V, to można założyć, że maksy-

malna amplituda sygnału wejściowego nie

powinna przekraczać 1,25V*33 = 41,25V. Dla

pewności przyjmijmy 40V. Z zastosowaniem

sondy 10x będzie to odpowiednio 400V. Za

wtórnikiem znajduje się

3-biegunowy filtr dol-

noprzepustowy RLC.

Składają się na niego

elementy R4, R6, C16,

C17 i L1. Częstotliwość

graniczna tego filtru

wynosi 330kHz. W ten

sposób

Tabela 1. Parametry urządzenia:

Zasilanie:

- napięcie: 3V – 3,6V, pobór prądu: praca 35mA – 40mA,

w stanie spoczynku <50μA.

Oscyloskop:

- rozdzielczość pionowa: 12 bitów

- 2 kanały, każdy o paśmie analogowym 300kHz

- próbkowanie: 1 kanał – 1Ksampli @2MS/s,

2 kanały – 2 x 512sampli @1MS/s

- podstawa czasu: 2us...50ms (2us, 5us z interpolacją sinc)

- wzmocnienie: 50mV – 5V/działkę dla sondy 1x

- zakres mierzonych napięć: ±40V, zabezpieczenie wejść

do ok. 1kV, impedancja 1MΩ

Generator arbitralny:

- rozdzielczość pionowa: 12 bitów

- próbkowanie: 512sampli @1MS/s

- przebiegi domyślne: sinus, prostokąt, piłokształtny,

szum różowy, szum biały, arbitralny

- zakres częstotliwości: 1Hz – 500kHz

- napięcie wyjściowe: 0 – 2,5Vpp bez obciążenia,

dodatkowy tłumik 100x.

- impedancja wyjść: 50Ω, zabezpieczenie od ok. ±8V

(±20V przez kilka sekund)

- regulacja wypełnienia: 1%...99%

- regulacja offsetu: max ±1,2V

- modulacja FM i AM, 0...200%

- przemiatanie częstotliwości, stosunek fmax/fmin <= 200

- możliwość zapisu dowolnego przebiegu i jego edycja

Analizator widma:

- rozdzielczość pionowa: 12 bitów

- próbkowanie: 1Ksampli, 512-punktowa Real-FFT,

częstotliwość końcowa: 160Hz – 1MHz

Analizator stanów logicznych:

- próbkowanie: 8kanałów, 2Ksampli, 500S/s - 4MS/s.

Wobuloskop:

- pomiar charakterystyki metodą przemiatania częstotliwości,

impulsem Diraca i szumem białym

Multimetr:

- pomiar napięć: True RMS, wartości średniej,

wartości maksymalnej oraz minimalnej

- pomiar częstotliwości

Komunikacja przez RS232:

- prędkość przesyłania danych 19200 – 1,5Mb/s

- program komputerowy do obsługi urządzenia

dla systemów Linux i Windows

Opis układu

Na początku proszę, żeby nie traktować

Minikombajnu Pomiarowego jak profesjo-

nalnego urządzenia pomiarowego , choć na

pewno będzie on bardzo przydatny przy uru-

chamianiu wszelkich hobbystycznych ukła-

dów. A teraz przejdźmy do podstaw.

Urządzenie składa się z kilku narzędzi

pomiarowych, których parametry pokazuje

tabela 1 . Schemat ideowy przedstawiony jest

na rysunku 1 – płyta główna, oraz rysunku

2 – klawiatura matrycowa 2x5 z diodami,

które zapobiegają zwarciom i pozwalają na

poprawny odczyt z kilku klawiszy naciśnię-

tych równocześnie. Główny schemat jest dużo

bardziej rozbudowany. Można na nim wyróż-

nić kilka bloków: zasilanie, układ wejściowy

ADC, układ wyjściowy DAC, złącze I/O

oraz interfejs użytkownika. Całością zarządza

mikrokontroler ATXMEGA32A4.

Zasilanie . Podczas analizy schematu

obwody zasilania mogą wydawać się bardzo

dziwne. Otóż wszystkie układy peryferyjne

zasilane są z mikrokontrolera, stąd VDD

połączone jest z pinem PA4. Pozwala to

znacznie ograniczyć prąd, wyłączając urzą-

dzenia programowo. Dzięki temu przy zasila-

niu bateryjnym nie jest potrzebny dodatkowy

wyłącznik mechaniczny. Sam mikrokontroler

zasilany jest bezpośrednio ze złącza Power.

Dodatkowo AVCC jest filtrowane poprzez

dławik L4 i kondensator C20. Niepokój budzi

zapewne podłączenie masy do wyjścia stabi-

lizatora U2. Ale spokojnie, jest to najzwyklej-

sza sztuczna masa. Układ 1117ADJ posiada

możliwość regulacji napięcia wyjściowego od

1,25V i takie też napięcie występuje pomię-

dzy końcówkami OUT i ADJ, gdyż nóżka

ADJ jest podłączona od razu do masy. Zasada

działania taka jak w LM317. Podsumowując:

napięcie pomiędzy GND a VSS wynosi

1,25V, więc przy zasilaniu napięciem około

3V, napięcie pomiędzy VDD a GND będzie

wynosić 1,75V. To w zupełności wystarczy

do poprawnej pracy układów analogowych

i przetwornika ADC. Takie rozwiązanie ze

sztuczną masą znacząco upraszcza cały układ,

gdyż nie są potrzebne dodatkowe linie zasila-

jące lub konwertery napięcia ujemnego.

Diody Zenera D1 i D2 chronią przed prze-

pięciami, mogącymi pojawić się przy niepra-

widłowym wykorzystaniu układu. Załóżmy

taką sytuację: ktoś przypadkiem podał sygnał

o dużej amplitudzie na wyjście generatora

Z3. Dioda D3 będzie ograniczała impulsy o

amplitudzie wyższej niż 3,6V, ale uwaga(!),

między wyjściem a VSS! Jak widać, prąd

wpływający do wyjścia Z3 będzie wypływał

masą – bo musi tu być obwód zamknięty.

Stabilizator U2 będzie dzielnie sprzeciwiał

się wszelkim zmianom, ale tylko do pewnego

zostaje zjawisko aliasingu dla najwyższych

częstotliwości próbkowania. Z twierdzenia

Kotielnikowa-Shannona wynika, że częstotli-

wość próbkowania powinna być przynajmniej

dwukrotnie wyższa niż najwyższa harmo-

niczna sygnału, zwana także częstotliwością

Nyquista. To zagadnienie najlepiej wyjaśnia

rysunek 4 . Powiedzmy, że podajemy na

wejście przetwornika ADC przebieg (linia

czerwona) o trochę niższej częstotliwości

Rys. 2

zredukowane

Elektronika dla Wszystkich

Projekty AVT

mikrokontrolera

oznacza +1,25V.

ADC korzysta z

wewnętrznego

napięcia refe-

rencyjnego o

wartości 1V. Tak

więc sygnały na

pinie PA5 (także

PA6) mogą mieć

maksymalną

amplitudę 1V.

Idąc dalej, a

raczej cofając

się przed filtr

dolnoprzepusto-

wy, ta ampli-

tuda wyniesie

1,18V. A to

dlatego, że tłu-

mienie filtru w

paśmie przepu-

stowym wynosi

właśnie 1,18x.

W ostateczno-

ści po pomnożeniu przez wejściowy dzielnik

rezystorowy, maksymalny sygnał, jaki może

pojawić się na złączu Z1, to 1,18V * 33,3 =

39,3V (amplituda).

No dobrze, wróćmy do przetwornika ana-

logowo-cyfrowego. Dzięki pracy różnicowej

możemy skorzystać z wbudowanego mnoż-

nika i dodatkowo wzmocnić sygnał 2x, 4x,

8x, 16x, 32x oraz 64x. Reszta funkcji, takich

jak wyzwalanie czy przesuwanie poziomu

sygnału, realizowana jest programowo. I w

ten oto sposób, otrzymujemy kompletny tor

wejściowy.

Tor wyjściowy . Na pierwszy rzut oka

wygląda on jak lustrzane odbicie toru wej-

ściowego. Sygnał cyfrowy zostaje tu prze-

kształcony na analogowy. Napięcie referen-

cyjne DAC pobierane jest z masy układu – pin

PB0. W przypadku ADC punktem odniesienia

była masa sygnałowa. Tutaj sygnałem odnie-

sienia jest po prostu ujemny biegun zasilania

mikrokontrolera VSS. Stąd zakres napięć na

wyjściu DAC wynosi 0...+1,25V względem

VSS. Sygnał z wyjścia PB2 trafia na filtr dol-

noprzepustowy RLC, również 3-biegunowy,

lecz o częstotliwości granicznej 500kHz. Po

podaniu sygnału prostokątnego o częstotliwo-

ści 500kHz, na wyjściu uzyskamy ładną sinu-

soidę. Fala prostokątna składa się z nieparzy-

stych harmonicznych, a wyższe harmoniczne

zostaną mocno stłumione. Pierwsza harmo-

niczna, z jaką musi się uporać filtr, to dopiero

1,5MHz. Możemy łatwo wyliczyć, że

tłumienie dla tej częstotliwości wyniesie

39dB, czyli prawie 100x. Uwzględniając

fakt, że amplituda drugiej harmonicznej

to 1/3 pierwszej, daje w wyniku znie-

kształcenia na poziomie 0,34%. Nieźle,

jak na taki prosty układ. Gdy chcemy uzy-

skać niższe częstotliwości, np. 300kHz,

wtedy sytuacja nie wygląda już tak różowo.

Przy sygnale prostokątnym 300kHz znie-

kształcenia na wyjściu filtru wyniosą ponad

4%. Na szczęście poniżej 250kHz sytuacja

wygląda lepiej. Zniekształcenia nagle stają się

znów bardzo małe. A to dlatego, że zamiast

sygnału prostokątnego na wyjściu PB2 pojawi

się „sinusopodobny” sygnał złożony z czte-

rech schodków. Częstotliwość próbkowania

przetwornika cyfrowo-analogowego wynosi

maksymalnie 1MHz, dlatego dla częstotli-

wości z zakresu 250kHz – 500kHz można

wygenerować tylko dwa poziomy. Wprawdzie

poniżej 330kHz zmieszczą się 3, ale mogłyby

się pojawić kłopoty z symetrią przebiegu.

Pozostańmy więc przy parzystej liczbie. I tak

w miarę zmniejszania częstotliwości liczba

poziomów zwiększa się.

Wzmacniacz U5A wzmacnia sygnał 4-krot-

nie, a filtr tłumi sygnał dwukrotnie (dzielnik

R12–R13). Czyli maksymalne napięcie za

wzmacniaczem to 1,25V /2 * 4 = 2,5V. Nie

zapomnij, że na razie jest to napięcie wzglę-

dem VSS! Gdy ustawimy DAC dokładnie w

połowie skali, na wyjściu uzyskamy +1,25V

względem VSS, czyli 0V względem masy

sygnałowej GND. Uzyskujemy w ten sposób

generator o amplitudzie maksymalnej ±1,25V

względem masy.

Za wzmacniaczem operacyjnym znajduje

się jeszcze rezystor 49,9Ω, co daje wyjściową

impedancję około 50Ω. Mamy tam też dodat-

kowy dzielnik rezystorowy o tłumieniu 100x,

który można włączyć przełącznikiem S11.

Tuż przed samym złączem znajduje się jesz-

cze kondensator. Wraz z rezystorem R22 lub

R24 tworzy on kolejny filtr dolnoprzepusto-

wy. Częstotliwość graniczna wynosi 677kHz.

Dzięki temu, w okolicach 250 – 300kHz,

zamiast wspomnianych zniekształceń powy-

żej 4%, ostatecznie otrzymujemy 2%. Dla

znacznie niższych częstotliwości całkowite

zniekształcenia harmoniczne sygnału sinuso-

idalnego nie przekraczają 0,3%.

Podobnie jak w oscyloskopie, takie para-

metry jak wzmocnienie czy przesunięcie

poziomu sygnału są realizowane progra-

mowo. Muszę jeszcze ostrzec przed próbą

„wyciągnięcia” 50mA z wyjścia generatora.

W takim wypadku nóżka PA4 bezlitośnie

ograniczy swój prąd i w efekcie na wyjściu

otrzymamy około 18mA.

Port wejść/wyjść logicznych . W jego

skład wchodzi złącze P5 oraz rezystory R14 –

R21 o wartości 1kΩ. W aktualnym programie

port ten wykorzystywany jest w analizatorze

stanów logicznych. Ale nic nie stoi na prze-

szkodzie, aby go zastosować do sterowania

bądź monitorowania innych urządzeń.

Interfejs użytkownika . Do wyświetlania

wszelkich danych wykorzystano popularny

graficzny wyświetlacz LCD o rozdzielczości

132x64 ze sterownikiem SPLC510C. Ma pod-

świetlenie LED, które sterowane jest sygnałem

PWM na pinie PE1 z włączonym szeregowo

Rys. 3

niż wynosi próbkowanie (czarne punkty). W

efekcie zamiast oryginalnego sygnału zoba-

czymy inny o dużo mniejszej częstotliwości

(linia niebieska). Jak to się ma do powyższego

filtru? Otóż dla 330kHz tłumienie wynosi

3dB, czyli niewiele. Jako że jest to filtr 3-bie-

gunowy, charakterystyka opada 18dB/oktawę.

To znaczy, że dla częstotliwości 660kHz tłu-

mienie wyniesie już 21dB (18dB + 3dB). To

jeszcze nie tak dużo. Za to dla częstotliwości

1MHz tłumienie to już około 36dB, czyli

jakieś 60x. Taki przebieg będzie prawie nie-

widoczny na wyświetlaczu urządzenia. Warto

również wspomnieć, że dzielniki wejściowe

nie są skompensowane częstotliwościowo.

Nie jest to wcale wadą. Wręcz przeciwnie,

razem z pojemnością wejściową wzmacniacza

operacyjnego taki dzielnik tworzy dodatko-

wy filtr dolnoprzepustowy o częstotliowości

granicznej około 600kHz. W efekcie pasmo

przepustowe toru wejściowego wynosi około

300kHz i otrzymujemy bardzo dobre tłumienie

wyższych składowych sygnału. Czyli można

z grubsza przyjąć, że filtr całkowicie tłumi

częstotliwości powyżej 1MHz, a więc zgod-

nie z powyższym twierdzeniem powinniśmy

próbkować sygnał z częstotliwością przynaj-

mniej 2MS/s, aby uniknąć aliasingu. Na tyle

pozwala ADC wbudowany w mikrokontroler.

Przetwornik ten pracuje w trybie differential.

Pin odniesienia to PA7. Jest on podłączony

do masy sygnałowej, co względem „masy”

Rys. 4

Elektronika dla Wszystkich

Projekty AVT

rezystorem R1. Do portu wyświetlacza pod-

łączona jest także klawiatura. Jej stan jest

odczytywany, gdy LCD jest nieaktywny. Na

kolejnych pinach PC3–PC7 ustawiany jest stan

niski, a następnie sprawdzana jest wartość na

pinach PB1 i PB3. Wykorzystujemy multiplek-

sowanie, tak jak w złożonych wyświetlaczach

LED, przez co możemy zaoszczędzić kilka

wyprowadzeń. Pisząc już o interfejsach, warto

wspomnieć, że do dyspozycji jest także port

RS232. Dzięki aplikacji komputerowej może-

my sterować kombajnem i odczytywać z niego

dane. Ale o tym napiszę na koniec.

Serce, czyli ATXMEGA32A4 z 32KB

pamięci FLASH, 4KB SRAM i 1KB

EEPROM. Mikrokontroler taktowany jest

sygnałem 32MHz, uzyskiwanym dzięki

pętli PLL z rezonatora kwarcowego 8MHz.

Pamięci FLASH ledwie starczyło na imple-

mentację wszystkich funkcji. Natomiast

SRAM zajmują głównie bufory sygnałów. Na

bufor wejściowy przeznaczono 2KB, co daje

1024 próbki 16-bitowe. W przypadku anali-

zatora jest to 2048 próbek 8-bitowych. Bufor

wyjściowy zajmuje 1KB, czyli 512 próbek

16-bitowych. Sygnały można przechowywać

także w pamięci EEPROM. Mieści się w niej

również 512 próbek, z tą tylko różnicą, że

są one 12-bitowe. Taka „kompresja” jest jak

najbardziej wskazana, gdyż tutaj ważniejsza

jest ilość miejsca, a nie prędkość zapisu i

odczytu. Dzięki temu dane zajmują tylko 768

bajtów, pozwalając wykorzystać pozostałe

256 bajtów do innych celów. A tych wcale nie

brakuje. W pamięci EEPROM przechowywa-

ne są także zmienne kalibracyjne oraz ogólne

ustawienia.

jest tryb wyzwalania oraz liczba kanałów.

W samej pętli badany jest sygnał pod kątem

rodzaju zbocza, szybkości narastania, a także

poziomu napięcia. Przy przepisywaniu do

bufora brana jest pod uwagę również pozycja

w pionie i poziomie oraz korekta wzmocnie-

nia. Czyli wszystko, co powinno znaleźć się

w przyzwoitym oscyloskopie. W przypadku

pracy z podstawą czasu 5us i 2us zostaje rów-

nież przeprowadzona interpolacja sygnału.

Jest to nic innego, jak tylko wstawienie dodat-

kowych próbek zerowych sygnału między

istniejące oraz filtracja dolnoprzepustowa z

wykorzystaniem odpowiedzi impulsowej sinc.

Dla niewtajemniczonych dodam, że chodzi po

prostu o filtr o bardzo dobrych parametrach,

którego charakterystyka opadania jest niemal

pionowa. Całą procedurę ilustruje rysunek 5 .

Szczegółów nie będę omawiał. Dociekliwym

radzę zajrzeć do literatury i zapoznać się z

takimi zagadnieniami, jak splot, filtry niere-

kursywne, funkcja sinc, a także interpolacja

i decymacja. Pozostałą część kodu zajmują

głównie instrukcje odpowiedzialne za usta-

wianie różnych parametrów i nawigację.

Generator . Tutaj również

skorzystałem z kontrolera

DMA, co niesamowicie uła-

twiło program. Próbki wysyła-

ne są nieprzerwanie. Rozmiar

bufora waha się od 2 do 512

i zależy od częstotliwości.

Próbki wysyłane są jakby w

tle, bez ingerowania w wyko-

nywany właśnie program. Tak

samo program nie przeszkadza

w wysyłaniu tych próbek, z

jednym tylko wyjątkiem. Gdy

zostaje zmieniona długość

bufora, DMA jest inicjowane

od nowa w celu aktualizacji

parametrów. Może się to prze-

jawiać szpilkami na wyjściu

podczas zmiany częstotliwo-

ści powyżej około 2kHz. Dla

wyjaśnienia: próbkowanie wynosi maksy-

malnie 1MS/s, długość bufora to 512 próbek.

Stąd 1MS/s / 512S ≈ 2kHz. Przy niższych

częstotliwościach wyjściowych zmniejszana

jest po prostu częstotliwość próbkowania,

co nie wymusza żadnej ingerencji w transfer

DMA. Ta częstotliwość ustalana jest time-

rem, którym wyzwalany zostaje przetwornik

DAC. Oczywiście powyżej 2kHz nie można

zwiększyć już próbkowania, więc pozostaje

tylko zmniejszenie rozmiaru bufora. Skoro

już omawiamy ten temat, wyjaśnię od razu,

dlaczego wybór częstotliwości wygląda na tak

skomplikowany. Jeżeli chcemy zwiększyć lub

zmniejszyć częstotliwość, to program wcho-

dzi do pętli, następnie wykonuje dziwne obli-

czenia i po jakimś czasie „wypluwa” wynik.

Dzieje się tak dlatego, że korzystając z liczb

naturalnych, nie możemy uzyskać dowolnej

częstotliwości, a jedynie pewien skończony

zbiór. Od czego więc zależy końcowa czę-

stotliwość? Ano i od próbkowania, i od dłu-

gości bufora. Częstotliwość = próbkowanie /

długość bufora. A jak ustalana jest szybkość

próbkowania? To zależy od przerwań timera.

Timer pracuje z częstotliwo-

ścią zegara procesora, a więc

32MHz. Aby próbkowanie

wynosiło 1MHz, okres timera

musi wynosić 32. Ostatecznie

nasze równanie ma postać:

częstotliwość = 32 / (okres

timera * długość bufora).

Okres timera może przyjmo-

wać wartości od 32 do 65535,

a długość bufora jak już pisa-

łem – 2 do 512. Jak widać,

ostateczna częstotliwość jest

kombinacją tych liczb. I wła-

śnie te dwie pętle for dobie-

rają wartości tak, aby uzyskać

częstotliwość jak najbliższą

oczekiwanej

Przypominam, że chodzi

o zakres 2kHz – 500kHz i że

Rys. 5

Program

Kod programu składa się z kilkunastu plików

źródłowych w języku C. Na każde narzędzie

przypada osobny plik, dzięki czemu program

jest bardziej przejrzysty. Myślę, że mimo

pisania pod kątem optymalizacji rozmiaru i

szybkości, kod będzie strawny. Opiszę teraz

poszczególne narzędzia, przy okazji prezentu-

jąc skrótowo program. Szczegółowe informa-

cje można znaleźć w komentarzach do kodu.

Oscyloskop . Próbkowanie odbywa się z

wykorzystaniem kontrolera DMA. W tym

czasie mikrokontroler zostaje wprowadzony

w stan uśpienia IDLE. Pozwala to, przynaj-

mniej teoretycznie, ograniczyć szumy genero-

wane wewnątrz procesora. Gdy transfer zosta-

nie zakończony, DMA zgłosi przerwanie i

mikrokontroler przejdzie do normalnej pracy.

Następnie program wchodzi do pętli, w której

sprawdza, czy zaszły warunki wyzwalania.

Jeżeli tak, to odpowiednia część sygnału

zostaje przepisana do bufora wyświetlacza i

w dalszej części wyświetlona. W przeciwnym

wypadku program wykonuje się dalej, bez

zmiany tego bufora. Nie ma co ukrywać:

procedura wyzwalania jest dosyć skompli-

kowana. Przed wejściem w pętlę sprawdzany

Elektronika dla Wszystkich

Projekty AVT

dla niższego zakresu bufor zawsze ma 512

próbek. Uff, przebrnęliśmy przez dość trudny

fragment generatora. Mógłbym oczywiście

pisać dalej, jak wygląda synteza przebiegu, a

w szczególności szumu białego i różowego,

ale odpuśćmy sobie tę mękę. W przypad-

ku tworzenia standardowych przebiegów, jak

sinus, prostokąt czy piła, pomogą komentarze

w programie – nie ma tam w gruncie rzeczy

nic skomplikowanego. Inaczej wygląda spra-

wa z szumem. Nie da się ot tak w kilku sło-

wach wyjaśnić działania tych algorytmów bez

znajomości podstaw statystyki, a w szczegól-

ności generacji liczb pseudolosowych i roz-

kładu Gaussa. Tutaj zainteresowanych rów-

nież odsyłam do literatury. Wspomnę tylko,

że szum generowany jest na bieżąco w pętli,

a nie jak reszta sygnałów, które zapisywane

są do bufora, który ma tylko 512 próbek, co

bardzo ograniczyłoby pasmo częstotliwościo-

we szumu.

Amplitudę sygnału reguluje się poprzez

zmianę generowanego przebiegu. Niestety

przetwornik cyfrowo-analogowy nie ma żad-

nych sprzętowych wzmacniaczy, jak to było w

przypadku ADC mikrokontrolera. Wprawdzie

dałoby się regulować wzmocnienie, sterując

napięciem referencyjnym, ale to wiąże się

ze zmianą całego toru wyjściowego. Cały

układ stałby się przez to znacznie bardziej

skomplikowany. Nie wspomnę już o potrze-

bie zastosowania kolejnego przetwornika

do sterowania tym pierwszym… Dlatego ja

zdecydowałem się na programową regula-

cję wzmocnienia. Dodatkowo można osłabić

sygnał 100x przełącznikiem S11.

Przejdźmy to tematu modulacji. Mamy

do dyspozycji modulację AM oraz FM. Do

jednego worka wrzuciłem też przemiatanie

SWEEP, gdyż pod względem programowym

wygląda to podobnie. Do modulacji wyko-

rzystałem dodatkową pętlę. W jej wnętrzu

zostaje odczytana wartość ADC, a następnie

w zależności od wyboru, proporcjonalnie

zmienia się amplituda bądź częstotliwość

generowanego przebiegu. W przypadku prze-

miatania zamiast wartości z przetwornika

analogowo-cyfrowego, wpływ na generowa-

ny sygnał ma specjalna zmienna. Jest ona

inkrementowana do pewnej wartości, wybie-

ranej przez użytkownika.

Analizator . Sercem analizatora jest dys-

kretne przekształcenie Fouriera, a tak napraw-

dę jego szybka wersja – FFT. Jak wiadomo,

standardowo algorytm ten pracuje na sygna-

łach zespolonych, a my tu takich nie używamy.

Tak więc, aby jeszcze bardziej przyspieszyć

wykonywanie tego bardzo skomplikowane-

go algorytmu i zwiększyć długość widma,

wykorzystałem rzeczywiste FFT. Szczegóły

znacznie wybiegają poza ramy tego artykułu i

tu szczególnie polecam pozycję 2 z literatury.

Autor po prostu genialnie tłumaczy działanie

FFT. Oczywiście na początek należy zapoznać

się ze standardowym DFT i jego własnościami,

co również zostało świetnie przedstawione

w powyższej książce. Czyli zostawiamy ana-

lizę Fouriera w spokoju i przechodzimy do

pętli głównej. Akwizycja sygnału przebiega

identycznie jak w oscyloskopie, tyle tylko, że

bez możliwości użycia drugiego kanału. Nie

ma żadnej procedury wyzwalania. Zamiast

tego wywoływana jest właśnie funkcja FFT.

Zlogarytmowane widmo częstotliwościowe,

które zwraca, po drobnej modyfikacji nadaje

się do wyświetlenia na LCD. Ta modyfikacja

to możliwość przesuwania widma w pionie

i poziomie, gdyż całość nie mieści się na

wyświetlaczu. Wzmocnienie sygnału oraz czę-

stotliwość próbkowania wygląda tak samo jak

w oscyloskopie.

Analizator stanów logicznych . W tym

przypadku mamy do czynienia z odstęp-

stwem od reguły. Sygnał nie jest odczytywany

poprzez DMA. Niestety kontroler ten nie

bardzo radzi sobie z odczytem danych z portu

mikrokontrolera. Problemem jest wyzwalanie

odczytu. Nie da się sterować częstotliwością

próbkowania. Dlatego odbywa się to w pętli.

Zanim jednak nastąpi zapisanie bufora prób-

kami, sprawdzane są warunki początkowe.

Może to być stan niski lub wysoki na jakimś

pinie, lub dowolny wektor na całym porcie.

Albo zbocze narastające lub opadające na

wybranych pinach. Dzięki odpowiedniej kon-

strukcji portów mikro-

kontrolera, reakcja

na zbocza może być

realizowana poprzez

przerwania. A to bar-

dzo upraszcza program

i zwiększa szybkość

reakcji. Starsze AVR-y

nie miały takiej moż-

liwości.

Wobuloskop . Jest

to połączenie genera-

tora i oscyloskopu. W

prezentowanym urzą-

dzeniu służy wyłącz-

nie do zdejmowania

charakterystyk bada-

nych układów. Do

dyspozycji mamy 3

tryby. Przemiatanie

częstotliwości, impuls

Diraca oraz szum biały .

W pierwszym z nich

program wchodzi w

złożoną pętlę, gdzie

generowany jest sygnał

o coraz wyższej czę-

stotliwości. W tym

czasie odczytywana

jest wartość ADC. Aby

ograniczyć szumy i

zakłócenia, dla każdej

częstotliwości odczyt

wykonywany jest wie-

lokrotnie, a następnie

wynik zostaje uśredniony. Drugi tryb polega na

tym, że wygenerowany zostaje krótki impuls,

a następnie uruchamiany jest ADC i odczyty-

wana jest odpowiedź impulsowa. Trzeci tryb

wygląda analogicznie do drugiego, z tym że

zamiast krótkiego impulsu, generowany jest

szum biały w trakcie trwania pomiaru.

Multimetr . Tutaj akwizycja sygnału rów-

nież przebiega tak samo jak w analizatorze

widma. Oprócz pętli, w których liczone są

wartości: skuteczna, średnia oraz minimalna

i maksymalna, mamy osobną funkcję oblicza-

jącą częstotliwość. Tam również znajduje się

pętla, gdzie wyznaczany jest najpierw okres

sygnału. Dalszą część programu stanowią

funkcje wyświetlające dane na LCD oraz

instrukcje warunkowe. Na podstawie uzyska-

nych wartości program automatycznie dobie-

ra odpowiednią częstotliwość próbkowania i

wzmocnienie sygnału.

W drugiej części artykułu zostanie opisany

montaż, uruchomienie i kalibracja, a także

wskazówki, dotyczące obsługi przyrządu.

Arkadiusz Hudzikowski

hudzikowski@gmail.com

Komplet podzespołów z płytką jest dostęp ny

w sieci handlowej AVT jako kit szkolny AVT-2999.

Elektronika dla Wszystkich

Plik z chomika:

Inne pliki z tego folderu:

Inne foldery tego chomika: